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(多图) 简单的、输出锁定的过流故障检测器,具有快速的响应时间

来源:EEFOCUS?? 2008年04月04日 ?? 收藏0

  概述

  图1所示为完整的输出锁定过流故障检测器电路。上电后,比较器输出COUT的电压接近0V。由Q2和Q3组成的同相缓冲器确保Q1 (具有非常低的导通阻抗、低门限电压的p沟道功率MOSFET)的栅极完全导通。通过高边检流放大器测量流入负载中的电流,将检流电阻RSENSE两端的小电压信号按比例放大、转换为以地为参考的电压,从OUT 引脚输出。该输出电压与负载电流成正比,最后经过分压后送入带锁存的同相比较器的输入端。

  当负载电流超出R1和R2设置的门限电压时,比较器翻转,输出电压被R3拉高。由于栅-源电压跌落至栅极门限以下,p沟道MOSFET关断。同相缓冲器Q2-Q3确保Q1栅极具有足够的充电电流和放电电流,实现快速切换。

由集成的检流放大器、锁存比较器以及基准构成的快速响应、低压过流保护电路

  图1. 由集成的检流放大器、锁存比较器以及基准构成的快速响应、低压过流保护电路

  元件选择

  控制器

  MAX4373是一款采用+3.3V供电,具有快速响应特性的电流锁定限流检测器。MAX4373内部集成了实现这一功能的所有需要的模块:包括高共模电压差分电压检测器、基准源以及带低电平有效复位输出的锁存比较器。VCC上电后,典型启动延迟为500?s,比较器传输延迟典型值为4?s。

  检流电阻

  合理选择的检流电阻以保证获得最佳的增益精度(典型值为1%至1.5%),增益范围为+20V/V和+50V/V (MAX4373的T和F版本)时,额定电流下的压差应在75mV至100mV范围内。按照下列公式计算检流电阻值以及该电阻消耗的功率:
公式
公式

  输出动态范围也是一个重要的考虑因素。应将标称输出电压(相对于工作/检测电流)设为电源电压的一半。需要注意的是:VOUT的最大值应比电源电压VCC低250mV。因此,VCC = +3.3V时,VOUT的标称值应约为1.4V。在本文给出的实例中,对于增益为+20V/V的MAX4373 (T版本),理想的检测电压为70mV。

  检流电流为15A时,若RSENSE = 4.6m,VSENSE为70mV,可选择的最接近的标准电阻为4.7m。Tyco-Meggitt RL73H的容差为±1% (尾缀F)。

  电流门限

  完成检流放大器的设置后,接下来应设置比较器,以产生适当的切换输出电压用于断开串联功率开关。通过电阻分压器将电流放大器输出端连接至比较器的正向输入端。比较器的正向输入应超过内部设置的标称门限值600mV (580mV至618mV),才能断开功率开关。根据下列电压门限公式计算R1和R2的阻值:
公式

  在检流放大器的标称输出电压条件下,流经R1和R2电流应大于150nA,小于500?A。在600mV (最大值)的饱和电压下,比较器输出可吸入1mA的电流。栅极上拉电阻R3可由下列公式计算:?
公式

  功率开关

  选择外部p沟道MOSFET时的关键参数是峰值电流、导通电阻以及栅极电压,其次是其封装。选择合适的导通电阻,使其在额定电流下的压降与电流检测电压相近。这样可使检测电阻和MOSFET上产生的功耗相近。

  Si7485DP MOSFET (来自Siliconix)在VGS = -2.5V时的最大导通电阻为9m。这个20V的p沟道器件能够工作在较低的输入电压下。最差情况下静态功耗可按照下列公式计算:
公式

  在15A负载电流和9m导通电阻条件下,Si7485DP可工作在环境温度的40°C至50°C以上,因此可根据具体应用考虑增加散热片。

  在本例中,功率开关具有大约60nC的栅极电荷。如果需要快速响应,则超出了R3和低功耗比较器输出所能提供的驱动能力。这种情况下必须增加栅极驱动缓冲器。如上所述,由Q2和Q3组成的互补型射极跟随驱动器可以为Q1栅极提供优异的双极性电流增益。应选择在500mA到1A集电极电流下, 具有良好直流β值的晶体管,可选用SOT223封装的Zetex FZT688B (npn)和FZT788B (pnp)。栅极响应时间的计算公式如下:
公式

  工作状态

  固有误差

  实际检测到的电流与以下元件的固有误差有关:

  检测电阻 ±1% (TL3A)

  检测电压限制 ±0.1

  增益容限 ±5.5% (最大值,包括增益和失调误差)

  比较器电阻容限? ±1% (R1 & R2)

  比较器门限容限 ±3.3%

  如果忽略检测电压的误差,总的电流检测误差接近±10.8%,可采用下列公式计算具体的误差范围:
公式

  如果R1和R2采用±0.1%容差的电阻,可稍稍降低总体误差(约±1%),但由此所增加的成本对于终端应用来说是无法接受的。


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